一种脉冲信号检测方法和系统与流程

电子通信装置的制造及其应用技术1.本发明涉及信号检测技术领域，尤其涉及一种脉冲信号检测方法和系统。背景技术：2.基带脉压信号处理在雷达等信号处理领域具有非常普遍的运用。但是当通信双方处于相对移动中，或者双方的频率源存在频差，使得基带信号产生频差，基带脉压的相关峰隐匿，脉冲检测概率降低。现有的频偏补偿方法需要先估计出基带信号频率，然后再进行频偏补偿，算法复杂度较高，收敛时间较长，实时性较差。3.现有的频偏估计技术分为两类，一类是合作式的方式，系统在发送的数据帧中的前导位置插入已知的训练序列或者导频数据，通过接收端序列所包含的频偏信息，在接收端的时域或频域内进行频偏估计。这类方法需要提前设计专用的系统，对系统有较高的针对性要求，对数据的传输效率、带宽资源都有所消耗，不能具有普适性。另一类是非合作方式，不需要系统提供额外的训练和导频数据，直接估计基带信号频率，然后补偿信号频偏，这类方法的主要问题是算法复杂度较高，算法收敛时间太长，实时性较差，对于资源要求极度有限的设备，不具有可实现性。技术实现要素：4.鉴于上述的分析，本发明实施例旨在提供一种脉冲信号检测方法和系统，用以解决现有方法占用资源及复杂度算法度高的问题。5.一方面，本发明实施例提供了一种脉冲信号检测方法，包括以下步骤：6.获取基带信号，根据所述基带信号的脉冲宽度和采样频率在每个时刻提取预设长度的基带信号；7.采用分段补偿累加的方式对所述预设长度的基带信号进行频偏补偿和脉冲压缩，得到每个时刻压缩后的信号；8.根据压缩后的信号序列检测脉冲信号。9.上述技术方案的有益效果如下：通过采用分段补偿累加的方式进行频偏补偿和脉冲压缩，无需估计基带信号频偏，也无需额外改变信号发射数据，减少了频偏计算即补偿的复杂性和运算量，能有效降低基带信号频率偏移与脉冲信号检测的影响，有效改善频偏导致的相关峰隐匿的现象，提高脉冲检测概率。10.基于上述方法的进一步改进，所述采用分段补偿累加的方式对所述预设长度的基带信号进行频偏补偿和脉冲压缩，得到每个时刻压缩后的信号，包括：11.将所述预设长度的基带信号分为多段，计算每段基带信号的累加值；12.基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差；13.基于所述平均相位差对所述预设长度的基带信号进行相位补偿及压缩，得到压缩后的信号。14.进一步地，采用以下公式计算每段基带信号的累加值：[0015][0016]其中，m表示分段数，xi表示预设长度的基带信号的第i个采样值，l表示预设长度，t∈{1,2,...m}。[0017]上述进一步改进方案的有益效果是：通过将预设长度的基带信号分为多段的方式，降低了算法的运算量，节省了硬件资源。[0018]进一步地，基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差，包括：[0019]计算相邻两段基带信号的共轭乘积：ci＝si*si-1h,i＝1,2,...m-1或ci＝si*si+1h,i＝1,2,...m-1；[0020]计算m段基带信号的共轭乘积均值[0021]根据公式计算多段基带信号间的平均相位差；[0022]其中，ci表示第i段基带信号的累加值与相邻段基带信号的累加值的共轭乘积，imag(·)表示实部，real(·)表示虚部，m表示分段数，上角标h表示共轭,si表示第i段基带信号的累加值。[0023]进一步地，基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差，包括：[0024]计算m段基带信号的累加值的前向均值和后项均值：[0025][0026]计算所述前向均值和后项均值的共轭乘积或[0027]根据公式计算多段基带信号间的平均相位差；[0028]其中，c1表示m段基带信号的累加值的前向均值，c2表示m段基带信号的累加值的后项均值，imag(·)表示实部，real(·)表示虚部，m表示分段数，上角标h表示共轭,si表示第i段基带信号的累加值。[0029]上述进一步改进方案的有益效果是：采用相邻累加序列的共轭乘积均值的相位角作为多段序列的平均相位差，避免了逐个计算相临累加序列相位差，以复数加减替换反三角运算，降低了算法的运算量。[0030]进一步地，基于所述平均相位差对所述预设长度的基带信号进行相位补偿及压缩，得到压缩后的信号，包括：[0031]根据所述平均相位差构建每段基带信号的补偿参数：[0032]bt＝cos(θ*(t-1))+1j*sin(θ*(t-1)),t＝1,2,...,m，[0033]将每段基带信号的累加值与对应的补偿参数相乘对每段基带信号进行相位补偿wt＝st*bt,t＝1,2,...,m；[0034]对相位补偿后的基带信号进行求和得到压缩后的信号[0035]其中，或者表示平均相位差，st表示第t段基带信号的累加值，bt表示第t段基带信号的补偿参数。[0036]上述进一步改进方案的有益效果是：采用累加压缩的方式对基带信号的频率偏差进行补偿，提高检测增益。[0037]进一步地，采用滑动窗口法提取预设长度的基带信号。[0038]进一步地，根据压缩后的信号序列检测脉冲信号，包括：[0039]从第二个窗口开始到倒数第二个窗口结束，若当前窗口的基带信号的压缩值大于阈值，且大于与左右窗口的基带信号的压缩值，则当前窗口的压缩值为信号检测的相关峰峰值，当前窗口为待检测脉冲信号所在的位置。[0040]上述进一步改进方案的有益效果是：采邻近滑窗压缩值比较与固定阈值比较相结合的判决方式，可有效的提高检测精度，滤除噪声干扰。[0041]另一方面，本发明实施例提供了一种脉冲信号检测系统，所述系统包括：[0042]基带信号提取模块，用于获取基带信号，根据所述基带信号的脉冲宽度和采样频率在每个时刻提取预设长度的基带信号；[0043]分段补偿压缩模块，用于采用分段补偿累加的方式对所述预设长度的基带信号进行频偏补偿和脉冲压缩，得到每个时刻压缩后的信号；[0044]脉冲检测模块，用于根据压缩后的信号序列检测脉冲信号。[0045]进一步地，分段补偿压缩模块，包括：[0046]累加值计算模块，用于将所述预设长度的基带信号分为多段，计算每段基带信号的累加值；[0047]平均相位差计算模块，用于基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差；[0048]补偿压缩模块，用于基于所述平均相位差对所述预设长度的基带信号进行相位补偿及压缩，得到压缩后的信号。[0049]本发明中，上述各技术方案之间还可以相互组合，以实现更多的优选组合方案。本发明的其他特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分优点可从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过说明书以及附图中所特别指出的内容中来实现和获得。附图说明[0050]附图仅用于示出具体实施例的目的，而并不认为是对本发明的限制，在整个附图中，相同的参考符号表示相同的部件。[0051]图1为本发明实施例脉冲信号检测方法的流程图；[0052]图2为本发明实施例脉冲信号检测系统的框图；[0053]图3为本发明实施例提取的预设长度的基带信号的幅度信息；[0054]图4为本发明实施例提取的预设长度的基带信号的相位信息；[0055]图5为本发明实施例的分段信号的幅度信息；[0056]图6为本发明实施例的分段信号的相位信息；[0057]图7为本发明实施例的相邻两段基带信号的共轭乘积的幅度信息；[0058]图8为本发明实施例的相邻两段基带信号的共轭乘积的相位信息；[0059]图9为本发明实施例的补偿参数的幅度信息；[0060]图10为本发明实施例的补偿参数的相位信息；[0061]图11为本发明实施例补偿后的信号的幅度信息；[0062]图12为本发明实施例补偿后的信号的相位信息；[0063]图13为无频偏补偿的脉压结果；[0064]图14为频偏补偿后的脉压结果；[0065]图15为fft频率补偿与本发明的频偏补偿的计算量比较示意图。具体实施方式[0066]下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本技术一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。[0067]基带脉压信号处理在雷达等信号处理领域具有非常普遍的运用。但是当通信双方处于相对移动中，或者双方的频率源存在频差，使得基带信号产生频差，导致基带脉压的相关峰隐匿，脉冲检测概率降低。现有的频偏补偿方法需要先估计出基带信号频率，然后再进行频偏补偿，算法复杂度较高，算法收敛时间太长，实时性较差。[0068]现有的频偏估计技术分为两类，一类是合作式的方式，系统在发送的数据帧中的前导位置插入已知的训练序列或者导频数据，通过接收端序列所包含的频偏信息，在接收端的时域或频域内进行频偏估计。这类方法需要提前设计专用的系统，对系统有较高的针对性要求，对数据的传输效率、带宽资源都有所消耗，不能具有普适性。另一类是非合作方式，不需要系统提供额外的训练和导频数据，直接估计基带信号频率，然后补偿信号频偏，这类方法的主要问题是算法复杂度较高，算法收敛时间较长，实时性较差，对于资源要求极度有限的设备，不具有可实现性。[0069]鉴于此，本发明的一个具体实施例，公开了一种脉冲信号检测方法，如图1所示，包括以下步骤：[0070]s1、获取基带信号，根据所述基带信号的脉冲宽度和采样频率在每个时刻提取预设长度的基带信号；[0071]s2、采用分段补偿累加的方式对所述预设长度的基带信号进行频偏补偿和脉冲压缩，得到每个时刻压缩后的信号；[0072]s3、根据压缩后的信号序列检测脉冲信号。[0073]通过采用分布补偿累加的方式进行频偏补偿和脉冲压缩，无需估计基带信号频偏，也无需额外改变信号发射数据能够有效改善频偏导致的相关峰隐匿的现象，提高脉冲检测概率。[0074]实施时，获取的基带信号为基带iq信号。[0075]为了进一步理解本发明，下面以某系统的询问信号中2个同步脉冲头检测为例进行说明。该同步头脉冲周期为20us，脉冲宽度为12.8us，基带信号采样率为40mhz，已知调制方式以及调制编码，基带频偏为0.1mhz，信噪比为10db。在完成信号采集、变频、解调等前期操作后，获取基带iq信号，执行本发明的脉冲信号检测方法。[0076]实施时，预设长度根据脉冲宽度*采样率计算得到。例如基带信号的采样率为fs，脉冲宽度为τ，则计算得到预设长度为l＝fs*τ，即每个时刻提取l长度的基带信号。[0077]上述，同步头脉冲的采样率为40mhz，脉冲宽度为12.8us，则根据l＝fs*τ计算预设长度为512。提取的预设长度的基带信号的幅度和相位分别如图3和图4所示。实施时，可采用滑动窗口法提取预设长度的基带信号。窗口步长可根据检测精度确定，例如步长设置为1个采样间隔。每滑动一次提取窗口内预设长度的基带信号，采用分段补偿累加的方式进行频偏补偿和压缩，得到每个窗口内基带信号对应的压缩后的信号。[0078]具体的，所述采用分段补偿累加的方式对所述预设长度的基带信号进行频偏补偿和脉冲压缩，得到每个时刻压缩后的信号，包括：[0079]s21、将所述预设长度的基带信号分为多段，计算每段基带信号的累加值；[0080]实施时，分段数量可根据运算量要求或者频偏补偿的效果要求来确定。运算量要求越小，则分段数量越少，也就意味着相位差估计的准确度受噪声影响越大，频偏补偿的效果会相对较差。[0081]具体的，步骤s21中采用以下公式计算每段基带信号的累加值：[0082][0083]其中，m表示分段数，xi表示预设长度的基带信号的第i个采样值，l表示预设长度的基带信号的长度，t∈{1,2,...m}。[0084]示例性的，将512长度的基带信号分为8段，第一段为序号1～64，第二段为序号65～128，依次类推。每段信号的幅度和相位分别如图5和图6所示。[0085]s22、基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差；[0086]具体的，步骤s22基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差，包括：[0087]计算相邻两段基带信号的共轭乘积：ci＝si*si-1h,i＝1,2,...m-1或ci＝si*si+1h,i＝1,2,...m-1；[0088]计算m段基带信号的共轭乘积均值[0089]根据公式计算多段基带信号间的平均相位差。[0090]其中，ci表示第i段基带信号的累加值与相邻段基带信号的累加值的共轭乘积，imag(·)表示实部，real(·)表示虚部，m表示分段数，上角标h表示共轭,si表示第i段基带信号的累加值。[0091]对于上述8段信号，采用ci＝si*si-1h,i＝1,2,...m-1计算的相邻两段基带信号的共轭乘积ci的幅度和相位如图7和图8所示。计算得到平均相位差为1.0096rad。[0092]实施时，步骤s22基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差，也可采用以下步骤：[0093]计算m段基带信号的累加值的前向均值和后项均值：[0094][0095]计算所述前向均值和后项均值的共轭乘积或[0096]根据公式计算多段基带信号间的平均相位差；[0097]其中，c1表示m段基带信号的累加值的前向均值，c2表示m段基带信号的累加值的后项均值，imag(·)表示实部，real(·)表示虚部，m表示分段数，上角标h表示共轭,si表示第i段基带信号的累加值。[0098]s23、基于所述平均相位差对所述预设长度的基带信号进行相位补偿及压缩，得到压缩后的信号。[0099]具体的，步骤s23基于所述平均相位差对所述预设长度的基带信号进行相位补偿及压缩，得到压缩后的信号，包括：[0100]根据所述平均相位差构建每段基带信号的补偿参数：[0101]bt＝cos(θ*(t-1))+1j*sin(θ*(t-1)),t＝1,2,...,m，[0102]将每段基带信号的累加值与对应的补偿参数相乘对每段基带信号进行相位补偿wt＝st*bt,t＝1,2,...,m；[0103]对相位补偿后的基带信号进行求和得到压缩后的信号[0104]其中，或者表示平均相位差，st表示第t段基带信号的累加值，bt表示第t段基带信号的补偿参数。[0105]具体的，当采用计算共轭乘积，或者采用ci＝si*si-1h,i＝1,2,...m-1计算相邻两段基带信号的共轭乘积时，[0106]当采用计算共轭乘积，或者采用,2计算相邻两段基带信号的共轭乘积时，[0107]对于上述8段信号，由于采用ci＝si*si-1h,i＝1,2,...m-1计算的相邻两段基带信号的共轭乘积ci，因此取计算得到的补偿参数bt的幅度和相位如图9和10所示。根据wt＝st*bt,t＝1,2,...,m进行分段补偿后的信号wt的幅度和相位如图11和12所示。可见分段序列st在补偿后，各序列的幅相(相位范围为1,47rad～1.52rad，幅度范围3～6，如图11,12所示)与补偿前幅相(相位范围为2rad～9rad，幅度范围-60～60，如图5，6所示)相比，幅相的波动明显降低，频偏得到补偿。[0108]图13是无频偏补偿的脉压结果，图14是本发明提出脉冲压缩方法的脉压结果。可见，无频偏补偿的脉压导致相关峰隐匿，导致脉冲信号检测不准确。而采用本发明提出的分段补偿累加的方式进行频偏补偿压缩后，在1001以及1801两个位置检测到脉冲信号，有效改善频偏导致的相关峰隐匿的现象，提高脉冲检测概率。[0109]与无频偏补偿的脉压方法相比，通过本发明提出的脉压处理，可直接增加在基带脉压处理部分，无需额外改变信号发射数据，能够有效改善频偏导致的相关峰隐匿的现象，提高脉冲检测概率。[0110]与现有频偏补偿技术相比，本发明对硬件资源的占用极少。例如采用根据公式ci＝si*si-1h,i＝1,2,...m-1或ci＝si*si+1h,i＝1,2,...m-1；[0111]计算多段基带信号间的平均相位差时，在传统脉压方法的基础上，只需要增加2m-1个复数乘法(计算ci)、m-1个复数加法(计算)、1个反三角计算(计算的公式)、m个复数构造(即构造bt)即可。而常用的fft频率估计方法，需要增加m+mlog2m个复数乘法、mlog2m个复数加法、m个复数构造。对比两种方法中，m与计算量的关系，如图15所示。可见随着m的增大，本方法的计算量优势越明显。[0112]具体的，根据压缩后的信号序列检测脉冲信号，包括：[0113]从第二个窗口开始到倒数第二个窗口结束，若当前窗口的基带信号的压缩值大于阈值，且大于与左右窗口的基带信号的压缩值，则当前窗口的压缩值为信号检测的相关峰峰值，当前窗口为待检测脉冲信号所在的位置。[0114]即，比较相连三个滑动窗口下基带信号的压缩值的大小，若某个压缩值满足大于左右两个滑动窗口对应的压缩值，并且大于一个阈值，则该压缩值为信号检测的相关峰峰值，该压缩值对应的滑动窗口的基带信号即时待检测脉冲信号所在的位置。[0115]具体的，阈值的大小由设备系统的噪声大小及输入信号大小确定。操作中通过实测方法获得。具体的实测方法可为，设备系统在其常用的信号输入的状态下，执行步骤s1-s2，得到多组压缩值，阈值根据多次试验的最大压缩值确定。[0116]另一方面，本发明实施例提供了一种脉冲信号检测系统，所述系统包括：[0117]基带信号提取模块，用于获取基带信号，根据所述基带信号的脉冲宽度和采样频率在每个时刻提取预设长度的基带信号；[0118]分段补偿压缩模块，用于采用分段补偿累加的方式对所述预设长度的基带信号进行频偏补偿和脉冲压缩，得到每个时刻压缩后的信号；[0119]脉冲检测模块，用于根据压缩后的信号序列检测脉冲信号。[0120]进一步地，分段补偿压缩模块，包括：[0121]累加值计算模块，用于将所述预设长度的基带信号分为多段，计算每段基带信号的累加值；[0122]平均相位差计算模块，用于基于每段基带信号的累加值计算多段基带信号间的平均相位差；[0123]补偿压缩模块，用于基于所述平均相位差对所述预设长度的基带信号进行相位补偿及压缩，得到压缩后的信号。[0124]上述方法实施例和系统实施例，基于相同的原理，其相关之处可相互借鉴，且能达到相同的技术效果。具体实施过程参见前述实施例，此处不再赘述。[0125]本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。[0126]以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。









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