基于反相器的连续时间线性均衡器电路

电子通信装置的制造及其应用技术1.本技术涉及电路设计技术领域，特别是涉及一种基于反相器的连续时间线性均衡器电路。背景技术：2.serdes（serializer-deserializer，串行解串器）是当今数据中心、高性能计算领域的主流高速数据接口。由于信道的非理想特性，在传输过程中，信号的高频分量会发生衰减，需要采用均衡器对高频分量进行补偿，以保证信号传输质量。连续时间线性均衡（continuous time linear equalization，ctle）是重要的均衡结构之一。传统连续时间线性均衡电路结构如图1所示，采用电流模架构（current-mode-logic，cml），功耗高，占用面积大。此外，随着工艺进步，供电电压逐步降低，传统连续时间线性均衡电路结构的输出摆幅受到制约，越来越难以满足高速数据传输的需求。技术实现要素：3.基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够降低功耗、节省面积、缓解输出摆幅制约，提高高速数据传输质量的基于反相器的连续时间线性均衡器电路。4.一种基于反相器的连续时间线性均衡器电路，所述电路包括：主通道，根据由相互串联的反相器和负载组成的主通道将输入信号输送到输出端，得到主通道信号；前馈通道，根据由相互串联的反相器和高通选频网络组成的前馈通道对输入信号中的不同频段信号进行提取和损耗补偿，得到输入信号频段分量，将主通道信号和输入信号频段分量在输出端进行叠加，得到输出信号。5.在其中一个实施例中，根据由相互串联的反相器和高通选频网络组成的前馈通道对输入信号中的不同频段信号进行提取和损耗补偿，得到输入信号频段分量，包括：根据前馈通道中的高通选频网络对输入信号中的不同频段信号进行提取，通过调整高通选频网络的负载和电容值，引入不同频段信号对应的零极点对，根据零极点对控制不同频段信号的损耗补偿范围；根据前馈通道中的反相器对不同频段信号进行损耗补偿，通过调整反相器跨导控制不同频段信号的补偿强度，得到输入信号频段分量。6.在其中一个实施例中，前馈通道包括多条并行工作的前馈通道。7.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为一时，连续时间线性均衡器电路的结构包括：主通道包括相互串联的第一反相器、第三负载和第二反相器，第一反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第一反相器输入主通道，第三负载的第一端与第一反相器的第二端相连，第二反相器的第一端与第三负载的第二端相连；前馈通道与主通道并联，前馈通道包括相互串联的第三反相器、高通选频网络和第四反相器，高通选频网络包括相互串联的第一负载、电容和第二负载，第三反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第三反相器输入前馈通道，第三反相器的第二端与高通选频网络的第一端相连，高通选频网络的第二端与第四反相器的第一端相连，第四反相器的第二端与第二反相器的第二端耦合在一起通过输出负载连接输出端，输出信号通过输出端输出。8.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为一时，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数为：式中，gm1表示第一反相器跨导，gm2表示第二反相器跨导，rl表示输出负载，gm3表示第三反相器跨导，gm4表示第四反相器跨导，c表示电容，r1、r2和r3分别表示第一负载、第二负载和第三负载，s表示频域。9.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为一时，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数产生的低频增益为，电路传输函数产生的高频增益为。10.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为二时，连续时间线性均衡器电路的结构包括：主通道包括相互串联的第一反相器、第三负载和第四反相器，第一反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第一反相器输入主通道，第三负载的第一端与第一反相器的第二端相连，第四反相器的第一端与第三负载的第二端相连；第一前馈通道与主通道并联，第一前馈通道包括相互串联的第三反相器、第一高通选频网络和第五反相器，第一高通选频网络包括相互串联的第四负载、第一电容和第五负载，第三反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第三反相器输入第一前馈通道，第三反相器的第二端与第一高通选频网络的第一端相连，第一高通选频网络的第二端与第五反相器的第一端相连；第二前馈通道与第一前馈通道和主通道并联，第二前馈通道包括相互串联的第二反相器、第二高通选频网络和第六反相器，第二高通选频网络包括相互串联的第一负载、第二电容和第二负载，第二反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第二反相器输入第二前馈通道，第二反相器的第二端与第二高通选频网络的第一端相连，第二高通选频网络的第二端与第六反相器的第一端相连，第六反相器的第二端与第五反相器的第二端以及第四反相器的第二端耦合在一起通过输出负载连接输出端，输出信号通过输出端输出。11.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为二时，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数为：式中，gm5表示第五反相器跨导，gm6表示第六反相器跨导，cm表示第一电容，ch表示第二电容，r4表示第四负载，r5表示第五负载。12.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为二时，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数产生的低频增益为，电路传输函数产生的中频增益为，电路传输函数产生的高频增益为。13.在其中一个实施例中，输出负载的形式包括首尾连接的反相器或有源电感。14.在其中一个实施例中，主通道和前馈通道中的负载的形式包括电阻或首尾连接的反相器。15.上述基于反相器的连续时间线性均衡器电路，电路结构包括主通道和前馈通道，根据由相互串联的反相器组成的主通道将输入信号输送到输出端，得到主通道信号；根据由相互串联的反相器和高通选频网络组成的前馈通道对输入信号中的不同频段信号进行提取和损耗补偿，得到输入信号频段分量，将主通道信号和输入信号频段分量在输出端进行叠加，得到输出信号。相比于传统结构，本技术中的基于反相器的连续时间线性均衡器电路在补偿信道损耗的同时，采用反相器来实现跨导，避免了尾电流源的使用，降低了电路功耗和占用面积，提高了输出信号的摆幅，并且，通过前馈通道中的高通选频网络控制输入信号中的不同频段信号的损耗补偿范围，并通过改变反相器跨导调整补偿强度，实现针对不同频段进行不同强度补偿的功能，从而提高串口高速数据传输的质量。附图说明16.图1为传统连续时间线性均衡电路结构示意图；图2为一个实施例中前馈通道数量为1时，基于反相器的连续时间线性均衡器电路示意图；图3为一个实施例中前馈通道数量为1时，基于反相器的连续时间线性均衡器电路的幅频响应示意图；图4为一个实施例中前馈通道数量为2时，基于反相器的连续时间线性均衡器电路示意图；图5为一个实施例中前馈通道数量为2时，基于反相器的连续时间线性均衡器电路的幅频响应示意图；图6为另一个实施例中前馈通道数量为1时，基于反相器的连续时间线性均衡器电路示意图。具体实施方式17.为了使本技术的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本技术进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本技术，并不用于限定本技术。18.需要说明，在本发明中如涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。19.在其中一种实施例中，提供了一种基于反相器的连续时间线性均衡器电路，所述电路包括：主通道，根据由相互串联的反相器和负载组成的主通道将输入信号输送到输出端，得到主通道信号。20.可以理解，本技术利用反相器具有结构简单、寄生小、输出摆幅高、工作速度主要受截止频率制约等优点，并且随着工艺进步，pmos载流子迁移速度与nmos接近，pmos速度慢、占用面积大的问题得到缓解。利用反相器组成主通道可以降低电路功耗，减少电路面积，提升输出摆幅。21.前馈通道包括多条并行工作的前馈通道，根据由相互串联的反相器和高通选频网络组成的前馈通道对输入信号中的不同频段信号进行提取和损耗补偿，得到输入信号频段分量，将主通道信号和输入信号频段分量在输出端进行叠加，得到输出信号。22.其中，根据由相互串联的反相器和高通选频网络组成的前馈通道对输入信号中的不同频段信号进行提取和损耗，得到输入信号频段分量，包括：根据前馈通道中的高通选频网络对输入信号中的不同频段信号进行提取，通过调整高通选频网络的负载和电容值，引入不同频段信号对应的零极点对，根据零极点对控制不同频段信号的损耗补偿范围；根据前馈通道中的反相器对不同频段信号进行损耗补偿，通过调整反相器跨导控制不同频段信号的补偿强度，得到输入信号频段分量。23.可以理解，采用反相器来实现前馈通道跨导，避免了尾电流源的使用，降低了电路功耗和占用面积，提高了输出信号的摆幅。24.可以理解，在连续时间线性均衡器电路中可以通过增加前馈通道的数量对输入信号中的不同频段信号进行提取，通过调整高通选频网络的负载和电容值，引入不同频段信号对应的零极点对，根据零极点对控制不同频段信号的损耗补偿范围。在此基础上，通过调整前馈通道中反相器跨导可以实现针对不同频段信号进行不同强度的补偿。综合起来，前馈通道可以实现对输入信号中的不同频段信号进行不同强度的损耗补偿，从而提高串口高速数据传输的质量。25.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为一时，连续时间线性均衡器电路的结构如图2所示，包括：主通道包括相互串联的第一反相器、第三负载和第二反相器，第一反相器的第一端与输入端相连，输入信号vin通过第一反相器输入主通道，第三负载的第一端与第一反相器的第二端相连，第二反相器的第一端与第三负载的第二端相连；前馈通道与主通道并联，前馈通道包括相互串联的第三反相器、高通选频网络和第四反相器，高通选频网络包括相互串联的第一负载、电容和第二负载，第三反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第三反相器输入前馈通道，第三反相器的第二端与高通选频网络的第一端相连，高通选频网络的第二端与第四反相器的第一端相连，第四反相器的第二端与第二反相器的第二端耦合在一起通过输出负载连接输出端，输出信号vout通过输出端输出。26.其中，为了减小电路面积，主通道和前馈通道中的第一负载、第二负载、第三负载可采用电阻或首尾相接的反相器的形式来实现，图2中箭头的指示方向表示信号的传输方向。27.本实施例中，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数为：式中，gm1表示第一反相器跨导，gm2表示第二反相器跨导，rl表示输出负载，gm3表示第三反相器跨导，gm4表示第四反相器跨导，c表示电容，r1、r2和r3分别表示第一负载、第二负载、和第三负载，s表示频域。28.本实施例中，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数对应的幅频响应曲线如图3所示，可以发现，前馈通道引入了一对零极点(ωz，ωp)，产生了+20db/dec的斜率，从而提升了高频增益，由图3可以知道，电路传输函数产生的低频增益为，电路传输函数产生的高频增益为，高频增益的提升量由前馈通道中的第三反相器跨导、第四反相器跨导、第一负载、第二负载以及输出负载控制，与主通道互不影响。29.在其中一个实施例中，当前馈通道的数量为二时，连续时间线性均衡器电路的结构如图4所示，包括：主通道包括相互串联的第一反相器、第三负载和第四反相器，第一反相器的第一端与输入端相连，输入信号vin通过第一反相器输入主通道，第三负载的第一端与第一反相器的第二端相连，第四反相器的第一端与第三负载的第二端相连；第一前馈通道与主通道并联，第一前馈通道包括相互串联的第三反相器、第一高通选频网络和第五反相器，第一高通选频网络包括相互串联的第四负载、第一电容和第五负载，第三反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第三反相器输入第一前馈通道，第三反相器的第二端与第一高通选频网络的第一端相连，第一高通选频网络的第二端与第五反相器的第一端相连；第二前馈通道与第一前馈通道和主通道并联，第二前馈通道包括相互串联的第二反相器、第二高通选频网络和第六反相器，第二高通选频网络包括相互串联的第一负载、第二电容和第二负载，第二反相器的第一端与输入端相连，输入信号通过第二反相器输入第二前馈通道，第二反相器的第二端与第二高通选频网络的第一端相连，第二高通选频网络的第二端与第六反相器的第一端相连，第六反相器的第二端与第五反相器的第二端以及第四反相器的第二端耦合在一起通过输出负载连接输出端，输出信号vout通过输出端输出。30.本实施例中，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数为：式中，gm5表示第五反相器跨导，gm6表示第六反相器跨导，cm表示第一电容，ch表示第二电容，r4表示第四负载，r5表示第五负载，其中，为了减小电路面积，主通道和前馈通道中的第一负载、第二负载、第三负载、第四负载以及第五负载可采用电阻或首尾相接的反相器的形式来实现。31.本实施例中，连续时间线性均衡器电路的电路传输函数对应的幅频响应曲线如图5所示，由图5可知，两个前馈通道引入了一对位于中频的零极点(ωz1，ωp1)和高频的零极点(ωz2，ωp2)，电路传输函数产生的低频增益为，电路传输函数产生的中频增益为（相对于低频增益，提升了），电路传输函数产生的高频增益为（相对于低频增益，提升了）。可以发现，通过调整第一前馈通道中的第四负载r4、第五负载r5和第一电容cm，可以调整中频极点ωp1的位置，实现输入信号中的中频信号补偿范围的调整；通道调整第二前馈通道中的第一负载r1、第二负载r2和第二电容ch，可以调整高频极点ωp2位置，实现输入信号中的高频信号补偿范围的调整；通过调整第一前馈通道中的第三反相器跨导gm3和第五反相器跨导gm5，可以调整中频信号增益和中频信号补偿强度；通过调整第二前馈通道中的第二反相器跨导gm2和第六反相器跨导gm6，可以在中频信号增益的基础上调整高频信号增益和高频信号补偿强度。32.在其中一个实施例中，基于反相器的连续时间线性均衡器电路中的输出负载的形式包括首尾连接的反相器或有源电感，其中，当输出负载的形式为有源电感且前馈通道的数量为一时，连续时间线性均衡器电路的结构如图6所示。其中，有源电感l1和l2的使用进一步扩展了输出带宽。33.以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。34.以上所述实施例仅表达了本技术的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本技术构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本技术的保护范围。因此，本技术专利的保护范围应以所附权利要求为准。









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