一种单相DCMBoost变换器功率因数校正的统一控制方法

发电;变电;配电装置的制造技术一种单相dcm boost变换器功率因数校正的统一控制方法技术领域1.本发明涉及电力电子的变流技术和控制技术领域，特别涉及一种单相dcm boost变换器功率因数校正的统一控制方法。背景技术：2.现有的dcm boost pfc的控制方法主要分为脉冲频率调制控制和脉冲宽度调制控制。脉冲频率调制控制的主要思想是保持开关的导通时间或关断时间恒定，即通过改变开关频率来调节输出电压。主要包含恒定导通时间、恒定关断时间或固定关断时间以及迟滞控制等。与脉冲频率调制控制相比，脉冲宽度调制控制因其输入滤波器设计相对简单而受到更多关注。通过实时调整占空比，实现了正弦型电网电流和单位功率因数。3.早在20世纪90年代，脉冲宽度调制策略就被应用于boost pfc变换器以提高电网电流质量。占空比的表达式是基于开关周期内的平均电感电流与电网电压成正比的假设而得到的。然而，占空比的计算包含平方根，占用了数字处理器的大量资源。受限于早期数字处理器的性能，有学者开发了模拟电路去控制boost pfc变换器。并且为了简化电路实现，进一步把占空比做了近似处理。还有学者通过将三次谐波(与基频电流同相)注入输入电流，进一步简化了控制电路。同时，峰值电流和均方根电流减小。因此，可以减小直流滤波电容器的大小。以上两种方法均采用模拟电路实现控制。与上述采用模拟电路不同的是，有学者提出了一种脉冲序列控制策略来简化控制逻辑。它不依赖于数字处理器的运行速度，因此不需要昂贵的高速数字处理器。4.众所周知，有源开关具有两个控制自由度：占空比和开关频率。然而，以上几种控制方法都是只利用了一个自由度，目前很少有学者在一套控制方法中同时利用上述两个自由度。倘若能够充分利用这两个自由度，便能对变换器的控制作进一步优化，从而能够应对多种功率工况，使得dcm boost pfc变换器的使用场景更为广泛。技术实现要素：5.本发明提供一种实现dcm boost变换器功率因数校正的统一控制方法，其目的是为了使dcm boost变换器在一套控制中充分利用两个控制自由度，将脉冲宽度调制控制与脉冲频率调制控制统一起来，使得变换器能够高效运行在不同的负载功率下。6.为了达到上述目的，本发明提供了一种实现dcm boost变换器功率因数校正的统一控制方法，包括：7.步骤1，基于boost pfc变换器的拓扑结构构建带有虚拟元件的变换器拓扑结构；8.步骤2，对构建的变换器拓扑结构进行开关平均建模；9.步骤3，推导变换器拓扑结构实现单位功率因数下的开关频率和占空比计算公式，并通过推导出的计算公式计算开关周期以及导通时间；10.步骤4，引入控制参数并设计虚拟元件的电压，将脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制进行统一；11.步骤5，根据变换器负载情况，改变控制参数选择相应的变换器控制方法对系统进行控制。12.其中，虚拟元件为虚拟电源和虚拟电感，虚拟电源与虚拟电感串联后再并联到boost pfc变换器输出端的续流二极管上，构成一个带有虚拟电源和虚拟电感的变换器拓扑结构。13.其中，步骤2中开关平均模型为[0014][0015]其中，l1为主电路电感值，l2为虚拟电感值，vr为整流后的输入电压，vdc为变换器输出电压，va为虚拟电压源电压值，d1、d2为开关周期的占比。[0016]其中，步骤3中具体的推导过程包括：[0017]根据电感的平衡特性，由电感电流的开关平均模型可得：[0018]vrd1ts+(vr-vdc)d2ts＝0[0019]其中，ts为开关周期，根据上式计算出占空比d1与d2的关系为：[0020][0021]根据开关平均思想，可得电感l1的开关平均电流表达式：[0022][0023]其中，ipk为电感l1电流的峰值且满足：[0024][0025]根据以上公式可计算出电感l1的开关平均电流为：[0026][0027]根据功率守恒，可知网侧输入功率igvg与整流后的输入功率i1ave相等，因此结合上式可以计算出开关频率的表达式为：[0028][0029]根据电感电流开关平均模型计算出占空比d1为：[0030][0031]将上式带入到开关频率表达式中计算得到进一步的开关频率为：[0032][0033]根据占空比d1以及开关频率的公式可以计算出开关的导通时间为：[0034]其中，步骤4包括：[0035]设引入控制参数为a，设计虚拟电压源电压为：[0036][0037]根据占空比、开关频率的计算公式可知，占空比d1和开关频率fs可以表达为：[0038][0039]当a＝0时，此时开关频率是变化的，占空比是固定的，为脉冲频率调制控制；[0040]当时，此时开关频率是固定的，占空比是变化的，为脉冲宽度调制控制；[0041]当时，开关频率和占空比均是变化的，两种控制均存在。[0042]其中，步骤5具体判断变换器的工作状态如下：[0043]当变换器工作于轻载时，将控制模式切换为脉冲宽度调制控制；当变换器工作于重载时，将控制模式切换为脉冲频率调制控制。[0044]本发明的上述技术方案有如下的有益效果：[0045]本发明在一套控制中充分利用了两个控制自由度，将脉冲宽度调制控制与脉冲频率调制控制统一了起来，在不同负载功率下，通过切换一个控制参数即可使变换器维持高效率运行。[0046]本发明的其它有益效果将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。附图说明[0047]图1为本发明的流程示意图；[0048]图2为带有虚拟元件的dcm boost pfc变换器的电路原理图；[0049]图3为主电路电感电流的示意图；[0050]图4为所提控制方法的电路原理图；[0051]图5为本发明中脉冲宽度调制控制应用于带有重载和轻载的dcm boost pfc电路的实验波形图；[0052]图6为本发明中脉冲频率调制控制应用于带有重载和轻载的dcm boost pfc电路的实验波形图；[0053]图7为本发明应用于dcm boost pfc电路的效率图。具体实施方式[0054]为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。[0055]在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。[0056]在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是锁定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。[0057]此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。[0058]如图1所示的一种实现dcm boost变换器功率因数校正的统一控制方法，包括：[0059]步骤1，基于boost pfc变换器的拓扑结构构建带有虚拟元件的变换器拓扑结构；[0060]步骤2，对构建的变换器拓扑结构进行开关平均建模；[0061]步骤3，推导变换器拓扑结构实现单位功率因数下的开关频率和占空比计算公式，并通过推导出的计算公式计算开关周期以及导通时间；[0062]步骤4，引入控制参数并设计虚拟元件的电压，将脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制进行统一；[0063]步骤5，根据变换器负载情况，改变控制参数选择相应的变换器控制方法对系统进行控制。[0064]其中，虚拟元件为虚拟电源和虚拟电感，虚拟电源与虚拟电感串联后再并联到boost pfc变换器输出端的续流二极管上，构成一个带有虚拟电源和虚拟电感的变换器拓扑结构，如图2所示。[0065]具体来说，步骤2根据变换器工作特性一个开关周期可分为三个阶段：开关导通阶段；开关关断阶段至电感电流il1减小至0阶段；以及剩余的时间阶段。如图3所示为电感电流在这三个阶段的变化示意图。[0066]阶段一：主电路电感电流的微分方程：[0067][0068]其中，l1为主电路电感值，l2为虚拟电感值，vr为整流后的输入电压，vdc为变换器输出电压，va为虚拟电压源电压值。[0069]阶段二：主电路电感电流的微分方程：[0070][0071]阶段三：主电路电感电流的微分方程：[0072][0073]结合以上三个阶段，推导得出开关平均模型为[0074][0075]其中，l1为主电路电感值，l2为虚拟电感值，vr为整流后的输入电压，vdc为变换器输出电压，va为虚拟电压源电压值，d1、d2为开关周期的占比。[0076]步骤3中具体的推导过程如下：[0077]根据图3所示以及电感的平衡特性，由电感电流的开关平均模型可得：[0078]vrd1ts+(vr-vdc)d2ts＝0(5)[0079]其中，ts为开关周期，根据上式计算出占空比d1与d2的关系为：[0080][0081]根据开关平均思想，可得电感l1的开关平均电流表达式：[0082][0083]其中，ipk为电感l1电流的峰值且满足：[0084][0085]根据以上公式可计算出电感l1的开关平均电流为：[0086][0087]根据功率守恒，可知网侧输入功率igvg与整流后的输入功率i1ave相等，因此结合上式可以计算出开关频率的表达式为：[0088][0089]根据电感电流开关平均模型计算出占空比d1为：[0090][0091]将上式(11)带入到开关频率表达式中计算得到进一步的开关频率为：[0092][0093]根据占空比d1以及开关频率的公式可以计算出开关的导通时间为：[0094]其中，步骤4包括：[0095]设引入控制参数为a，设计虚拟电压源电压为：[0096][0097]根据占空比、开关频率的计算公式可知，占空比d1和开关频率fs可以表达为：[0098][0099]控制参数a的取值同占空比以及开关频率的状态关系如表1所示：[0100][0101]由上表(1)可看出，当a＝0时，此时开关频率是变化的，占空比是固定的，为脉冲频率调制控制；[0102]当时，此时开关频率是固定的，占空比是变化的，为脉冲宽度调制控制；[0103]当时，开关频率和占空比均是变化的，两种控制均存在。[0104]其中，步骤5变换器的具体工作状态如下：[0105]当变换器工作于轻载时，将控制模式切换为脉冲宽度调制控制；当变换器工作于重载时，将控制模式切换为脉冲频率调制控制。[0106]根据步骤4，确定控制方法后，将该控制方法结合dcmboostpfc电路，可以将控制方案设计如图4所示，本发明的方法并按照图2所示的电路在重载和轻载场合进行实验得到的波形图如图5、图6所示，具体实验参数如表2所示：[0107][0108]将上述算法利用dsp实现，并对图2所示的dcm boost pfc变换器进行控制，稳态时变换器输入电流波形好，均满足iec61000标准，并且输出电压稳态跟踪效果好，输入pf值达到0.998。为了使得变换器在较宽的负载情况下仍然能以较高效率运行，当变换器工作在轻载模式下，应选择脉冲宽度调制控制，当变换器工作在重载模式下，应选择脉冲频率调制控制。图7给出了不同负载功率下的两种控制模式的变换器效率比较。[0109]以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。









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